应用于433 MHz的柔性低噪声放大器设计

图1 (a)柔性电感光学显微图像；(b)柔性电容光学显微图像；(c)弯曲塑料基板上电容电感光学图像；(d)柔性TFT光学显微图像；(e)柔性TFT有源区；(f)柔性TFT横截面示意图(未按比例绘制)

Fig.1 (a) Optical microscopic image of the flexible inductor,(b) optical microscopic image of the flexible capacitor,(c) optical image of the gigahertz flexible inductors and capacitors on a bent plastic substrate,(d) optical microscopic image of the flexible TFT,(e) active region of the flexible TFT,(f) active region of the flexible TFT

1.2　柔性TFT制造工艺

图1d与图1e显示了柔性TFT的光学图像与放大后的有源区，图1f为柔性TFT的横截面示意图.制造工艺如下^［17-19］：TFT首先通过高浓度的磷离子注入在绝缘衬底上的硅（SOI）上，以形成源极和漏极区域，随后对其进行退火（950 ℃的退火炉）以获得更高的迁移率和更低的内阻，这有助于实现更高的频率响应.然后，对SOI上的顶层硅进行图形化处理，形成宽45 μm的硅条，并使用氢氟酸对SOI上的埋氧牺牲层进行腐蚀直到被质量浓度为49%的氢氟酸完全腐蚀.使用湿法转移技术将硅条转移到250 μm的聚对苯二甲酸乙二醇酯（PET）衬底上，转移率大于99%，随后在栅区域使用真空电子束蒸发法分别生长SiO的栅介质层Ti/Au的栅电极，最后在源漏区域生长出源漏电极.制作的晶体管具有约300 cm²·V^-1的场效应电子迁移率和约1.5 μm的有效沟道长度^［17］.

1.3　建模与性能表征

平坦条件下使用HFSS（High Frequency Structure Simulator）对柔性电容电感建模（图2a与图2b），图2c和图2d展示了与模型相比柔性电容电感的测量值与频率的关系，表1至表4的数据证明不同面积（Area）的电容模型与不同匝数（N）、线宽（W）以及线间距（S）的电感模型与实测数据均具有很高的一致性.电感值随着线匝数、线宽以及线间距的增加而增加，电容值随着电容的有效尺寸增大而增大^［16］.HFSS中的电容电感模型与实测数据拟合结果证明了模型的准确性，为后续的应用提供了理论支撑.

图2

图2 (a)柔性电容HFSS模型；(b)柔性电感HFSS模型；(c)与模型相比，电感的测量值与频率的关系；(d)与模型相比，电容的测量值与频率的关系

Fig.2 (a) HFSS model of the flexible caoacitor,(b) HFSS model of the flexible inductor,(c) measured capa⁃citance of the capacitor versus the frequency compared with the model，（d） measured inductance of the inductor versus the frequency compared with the model

表1 不同面积(Area)的电容测量值与模型值的对比

Table 1 Measured capacitance of the capacitor with various effective area compared with the model

Area (μm²)	Measurement (fF)	Model (fF)
2500	900	920
5184	1705	1700
7344	2353	2400
9984	3150	3100

表2 具有不同匝数(N)的电感测量值与模型值的对比

Table 2 Measured inductance of the inductor with various turns (N) compared with the model

N	Measurement (nH)	Model (nH)
2.5	1.87	1.82
3.5	3.42	3.3
4.5	5.57	5.2
5.5	8.36	8.23

表3 不同宽度(W)的电感测量值与模型值对比

Table 3 Measured inductance of the inductor with various width (W) compared with the model

W (μm)	Measurement (nH)	Model (nH)
10	3.27	3.24
15	3.42	3.42
20	3.72	3.72

表4 不同间距(S)的电感测量值与模型值对比

Table 4 Measured inductance of the inductor with various spacing (S) compared with the model

S (μm)	Measurement (nH)	Model (nH)
2	5.51	5.49
4	5.57	5.57
6	5.66	5.65

使用安捷伦E8364A网络分析仪和GSG探针对制造的柔性TFT在45 MHz~15 GHz进行测试，在 $V_{G S} = 0.5 V, V_{D S} = 4.3 V$ 时F_max约为12 GHz，在工作频率433 MHz处G_max约为10.8 dB（图3）.G_max在3 GHz以上存在波动的主要原因是探针测试过程中薄膜结构会有轻微的形变，导致探针和金属电极接触不良，因此模型外推了G_max曲线.实验结果显示，TFT器件的小信号等效模型与实测及结果具有较高的一致性.

图3

图3 柔性TFT测量的G_max(最大增益)与频率的关系

Fig.3 Measured G_max (power gain) of the TFT versus the frequency compared with the model

2 柔性LNA设计

2.1　稳定性设计

晶体管只有在稳定性系数

$K > 1$ 时才能保证放大器是绝对稳定的，反之则放大器无法稳定工作或已经开始振荡.在设计中为了保证低噪声放大器能稳定工作，采用在柔性TFT源极添加负反馈电感的方法来提高其稳定性^［20］.因为负反馈电感会在一定程度上影响增益性能，所以在保证全频段稳定的情况下应尽可能使电感值最小，最终通过ADS（ARM Developer Suite）设计优化出电感为2 nH的负反馈电感^［21］.如图4所示，在引入负反馈后，在10 GHz以下稳定性系数 $K > 1$ ，在433 MHz工作频率附近，则K尽可能接近1，从而降低了对增益的影响，保证了柔性低噪声放大器工作的稳定性与性能的平衡.

图4

图4 具有负反馈电感的柔性TFT晶体管的稳定性

Fig.4 Stability of the flexible TFT with a negative feedback inductor

2.2　输入匹配设计

两级低噪声放大器的噪声系数如式（1）所示：

N F = N F_{1} + \frac{N F_{2} - 1}{G_{1}}

(1)

其中， $N F_{n}, G_{n}$ 分别为第n级的噪声系数和增益.放大器的噪声主要取决于第一级的噪声，所以第一级输入匹配时噪声系数是主要的优化目标，应在保证噪声系数要求的前提下适当兼顾增益指标.虽然L型匹配网络最简单且损耗最少，但是在实际设计过程中，L型匹配网络的噪声和增益却低于T型匹配网络，这是由于L型匹配网络要求更高的匹配精度.但与理想器件相比，实际柔性器件存在如寄生电阻、寄生电容等大量非理想特性，工作中会造成匹配点远离理想情况下的设计参数，从而导致失配.这时对于柔性低噪声放大器来说，选择匹配带宽更好的T型网络优于L型网络.因此，本文采用T型匹配电路作为输入匹配网络（图5a）， $S (1,1)$ 在433 MHz处小于-17 dB（图5b），输入阻抗匹配良好.

图5

图5 (a)用于输入匹配的T型匹配网络电路拓扑图;(b)T型匹配网络下的 $S (1, 1)$ 仿真结果;(c)T型匹配网络的史密斯圆图

Fig.5 (a) T⁃type matching network schematic diagram for input matching，(b) $S (1, 1)$ simulation results under T⁃Matching network，(c) Smith circle chart of T-type matching network

2.3　级间匹配与输出匹配

级间匹配电路的基本任务是使后级输入阻抗与前级输出阻抗匹配以获得最优性能.由最后的仿真结果可知，在433 MHz（433.00~434.79 MHz是中国规定的免申请发射接收频率）应用场景下，其增益平坦度已满足要求，所以设计中没有加入有损网络来提高增益平坦度，并且有损网络的引入会降低整体系统增益.因第一级设计以噪声系数为主要优化目标，输出匹配则以增益和输出驻波为主要优化目标，为了尽可能提升放大器性能，输出阻抗匹配需要尽可能靠近最小噪声圆圆心，而柔性TFT的输出阻抗要比其输入阻抗小得多.由前文可知，L型阻抗匹配网络的匹配精度和深度更高，所以选择L型匹配网络用于输出匹配（图6a）.如图6b所示， $S (2,2)$ 在433 MHz处小于-30 dB，匹配深度满足设计要求.

图6

图6 (a)用于输出匹配的L型匹配网络电路拓扑图；(b) L型匹配网络下的 $S (2, 2)$ 仿真结果，(c) L型匹配网络的史密斯圆图

Fig.6 (a) L⁃type matching network schematic diagram for output matching,(b) $S (2, 2)$ simulation results under T⁃Matching network，(c) Smith circle chart of L⁃type matching network

2.4　柔性低噪声放大器性能表征

柔性低噪声放大器匹配完成后的整体结构（未显示偏置电路）如图7a所示.完成匹配过程并进行整体优化后（图7b），在433 MHz的工作频率附近， $S (1,1) < - 12 d B$ ， $S (2,2) < - 20 d B$ ，表明该柔性低噪声放大器具有良好的输入输出匹配. $S (2,1)$ 在433 MHz的工作频率处达到13.2 dB，并且增益平坦度在415~450 MHz不超过1 dB.图7c显示噪声系数nf（2）在370~470 MHz均小于4 dB，在433 MHz处最接近最小噪声系数NF_min，约为3.42 dB.nf（2）比NF_min高1 dB的原因是在第二级主要考虑的是增益指标，并在柔性低噪声放大器的设计中为整体性能对噪声系数做了一定的牺牲.输入驻波比VSWR1和输出驻波比VSWR2（图7d）在433 MHz处均在1.1~1.6，图7e显示了柔性低噪声放大器的1 dB压缩点在12 dBm左右，线性度非常理想.

图7

图7 (a)柔性低噪声放大器电路拓扑图；(b)柔性低噪声放大器S参数;(c)柔性低噪声放大器NF_min与nf(2)对比图；(d)柔性低噪声放大器输入驻波比(VSWR1)与输出驻波比(VSWR2)；(e)柔性低噪声放大器1 dB压缩点

Fig.7 (a) Schematic diagram of flexible low noise amplifier,(b) parameter S of flexible low noise amplifier,(c) comparison diagram of flexible low noise amplifier NF_min and nf(2),(d) input voltage standing wave ratio (VSWR1) and output voltage standing wave ratio (VSWR2) of flexible low noise amplifier,(e) 1 dB compression point of flexible low noise amplifier

2.5　柔性器件对电路性能的影响

图8a展示了平坦条件下柔性低噪声放大器与理想低噪声放大器的性能变化，可以看出在433 MHz工作频率附近使用理想电容电感的低噪声放大器 $S (2,1)$ 增大了0.29 dB，同时噪声系数也降低了0.28 dB.这是因为与理想器件相比，柔性器件的寄生参数与实际阻抗等非理想特性更明显，这些都会对器件性能造成损耗，从而导致电路性能参数下降.

图8

图8 (a)平坦条件下柔性与理想基底的增益 $S (2, 1)$ 和噪声系数NF；(b)不同弯曲程度下的增益 $S (2, 1)$ 与噪声系数NF

Fig.8 (a) Gain $S (2, 1)$ and noise figure NF of flexible and ideal substrate under flat conditions，(b) gain $S (2, 1)$ and noise figure NF under different strain

对于柔性半导体器件的弯曲态测试主要是将柔性器件依附于圆柱测试平台上，弯曲程度的大小可以通过百分比形式表达，如式（2）所示：

s t r a i n = \frac{∆ R}{2 R + ∆ R} \times 100 %

(2)

其中，R是柔性器件依附的测试平台的半径，ΔR是被测试器件的厚度（包含柔性PET衬底）.柔性电容电感值与弯曲程度基本保持等比例上升^［22］.图8b显示，平台半径R分别为15.5，28.5，38.5，77.5 mm时，即Strain从0.11%增长到0.57%的过程中，柔性低噪声放大器的增益 $S (2,1)$ 基本保持不变，而噪声系数略有增加.这是因为随弯曲程度变化的电容电感导致匹配网络偏移，使匹配点远离了最小噪声圆的圆心，并且弯曲后柔性电容电感的寄生参数以及电感的实际阻抗也会相应增长.柔性螺旋电感面积更大，受柔性基底影响更大，并且随着频率增高，金属线圈间的高频效应更加明显，这会进一步增加螺旋电感的寄生电阻，使其对电路整体性能的影响起主导作用.

3 结论

本研究设计了工作频率在433 MHz、增益约为13.25 dB、噪声系数为3.43 dB、在1 dB压缩点为12 dBm并且输入输出驻波比均在1.1~1.6的两级柔性低噪声放大器.介绍了柔性器件的工艺与建模，并提出了柔性输入输出匹配网络的选择和优化方法，对比了不同弯曲程度对柔性低噪声放大器的性能的影响，讨论了硬质基底与柔性基底的性能差异.对于柔性低噪声放大器，由于电感与电容，特别是电感的实际阻抗与寄生效应等非理想特性，会导致噪声系数与反射系数的增大，并且在弯曲态工作的电容电感值会产生一定的变化，从而导致其与设计的阻抗匹配点产生偏移.在柔性射频领域设计中，在满足设计要求的前提下应尽可能扩展匹配宽度，并在设计指标与实际需求中留出足够余量，尽可能减小柔性电容电感的非理想特性与弯曲变化产生的影响.本文扩展了柔性射频领域的实际应用，为之后更高频率下和更复杂结构的柔性电路设计提供了指导.

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