1~9 GHz超宽带温度补偿低噪声放大器的设计

图1 低噪声放大器电路拓扑

Fig.1 Low noise amplifier circuit topology

图1中，C_in，C₁，C_out分别为输入、级间及输出隔直电容，同时也参与输入、级间及输出匹配；L₂与L₅为源极退化电感；放大器采用电流复用结构，通过第二级放大器源极与第一级放大器漏极相连，为第一级放大器提供漏压.其中L₆为电流复用支路扼射频电感，电阻R₁用于稳定第一级放大电路，C₂为旁路电容，为第二级放大电路提供交流地；第一级放大器栅极电压由有源偏置提供，第二级放大器栅极电压通过分压电阻分压提供，L₇为晶体管M₂漏极馈电电感.

根据噪声级联公式，多级放大器噪声主要由第一级决定.由于晶体管的尺寸对增益、带宽、噪声及线性度等多种指标产生影响，根据本文主要设计指标选取晶体管尺寸为10 $\times$ 35 µm与8 $\times$ 35 µm.各级放大器主要指标分配如表1所示.

表1 超宽带低噪声放大器链路预算

Table 1 Ultra⁃wideband low noise amplifier link budget

低噪声放大器	NF (dB)	Gain (dB)
第一级	0.75	10
第二级	1.5	15
总体链路	0.9	25

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1.1 温度补偿有源偏置

工作环境温度变化会对LNA性能产生影响，传统无源偏置通过温补电阻调节晶体管栅极电压，改善LNA在温度波动下的增益恶化；但LNA自身对工艺阈值电压V_th漂移敏感，传统电流镜^［7］有源偏置可以降低晶体管对V_th的敏感度，却难以改善温度波动下的增益恶化.针对以上问题，本文提出一种温度补偿有源偏置电路，电路拓扑如图2所示，该偏置由晶体管M₁与M₂、分压电阻与温度补偿电阻等组成.

图2

图2 温度补偿有源偏置电路

Fig.2 Temperature compensated active bias circuit

图2中，M₁为有源偏置控制开关，当V_c提供低电平时，M₁不导通，有源偏置不工作；当V_c提供高电平时，M₁导通，等效成一个二极管连接器件^［8］.M₂栅漏极相连，R₂为基准电压调节电阻，用于调节输出电压V_out；R₅用于射频信号与直流信号间的隔离，并限制放大器栅极电流；R₃与R₄为温度补偿电阻，具有正温度系数.

当V_c处于高电平时，M₁导通电阻较小，A点电压V_A与漏极电压V_dd近似相等，有源偏置部分电压电流关系满足：

I_{d_{1}} = I_{d_{2}} + I_{d_{3}}

(1)

I_{d_{1}} = \frac{V_{A} - V_{o u t}}{R_{2}}

(2)

I_{d_{2}} = \frac{V_{o u t}}{R_{3}}

(3)

I_{d_{3}} = μ_{n} \frac{ε_{H}}{2 d} \frac{W}{L} {(V_{G S_{2}} - V_{t h})}^{2}

(4)

V_{G S_{2}} = V_{o u t} - I_{d_{3}} R_{4}

(5)

式（4）中，L为沟道长度，d为沟道厚度，W为栅极的宽度，µ_n为二维电子气体（Two⁃Dimensional Electron Gas，2DEG）的电子迁移率，ε_H为AlGaAs异质结构中介电常数， $V_{G S_{2}}$ 为晶体管M₂栅源电压.令：

k = μ_{n} \frac{ε_{H}}{2 d} \frac{W}{L}

(6)

通过式（4）至式（6）即可将 $I_{d_{3}}$ 用V_out表示：

\begin{array}{l} I_{d_{3}} = \\ \frac{V_{o u t} - V_{t h}}{R_{4}} + \frac{1 - \sqrt[]{1 + 4 k R_{4} (V_{o u t} - V_{t h})}}{2 k R_{4}^{2}} \end{array}

(7)

结合式（1）至式（3）与式（7），可得输出电压V_out：

\begin{array}{l} V_{o u t} = \underset{[I]}{\underset{⏟}{\frac{R_{3} R_{4} V_{A} + R_{2} R_{3} V_{t h}}{R_{2} R_{3} + R_{3} R_{4} + R_{2} R_{4}}}} + \\ \underset{[I I]}{\underset{⏟}{\frac{R_{2} R_{3} \sqrt[]{V_{o u t} - V_{t h}}}{\sqrt[]{k R_{4}} (R_{2} R_{3} + R_{3} R_{4} + R_{2} R_{4})}}} \end{array}

(8)

经过数值计算，式（8）中［Ⅱ］部分在数值上远小于［Ⅰ］部分，因此，为了直观理解温补电阻有源偏置的作用，可对式（8）简化得：

\begin{array}{l} V_{o u t} \approx \frac{R_{3} R_{4}}{R_{2} R_{3} + R_{3} R_{4} + R_{2} R_{4}} V_{A} + \\ \frac{R_{2} R_{3}}{R_{2} R_{3} + R_{3} R_{4} + R_{2} R_{4}} V_{t h} \end{array}

(9)

由式（9）可知输出电压V_out与V_th成线性相关，且R₂，R₃的乘积越大，V_out与V_th变化斜率越接近，工艺波动冗余度越高.但因晶体管特性，V_out会随着温度的升高而降低.为了提升V_out在高温下的电压值，由式（9）可知，高温下R₃，R₄的乘积提升，V_out也会随之提升，因此将R₃，R₄替换为具有正温度系数的温度补偿电阻（Temperature Compensated Resistor，TCR），提高高温下R₃，R₄的乘积.图3为TCR温度特性曲线，测试温度为-55~85 ℃，测试电压为2 V.

图3

图3 温度补偿电阻温度特性曲线

Fig.3 Temperature compensated resistance temperature characteristic curve

通过一阶线性回归拟合TCR温度特性曲线：

R_{T C R} (t) = 2.68 \times t + 925

(10)

其中，t表示为摄氏温度.则经计算可知：

\begin{array}{l} 温 补 电 阻 的 温 度 系 数 = \\ \frac{R_{2} - R_{1}}{R_{1} (T_{2} - T_{1})} = 0.0029 ℃^{- 1} \end{array}

使用传统无源偏置与使用有源偏置的输出电压及输出电流I_d随V_th变化情况如图4所示，输出基准电压为0.5 V.传统无源偏置在V_th变化下，V_out基本保持在0.5 V，并未跟随V_th变化.当V_th产生±0.1 V波动时，晶体管电流从13 mA恶化到3 mA.采用有源偏置电路后，V_out从0.38 V变化到0.59 V，与V_th变化斜率基本一致，晶体管电流变化控制在2 mA左右.

图4

图4 V_out及I_d随V_th变化的仿真结果

Fig.4 Simulation results of V_out and Id versus V_th

图5表示不同偏置下晶体管增益G_M随V_th变化情况，传统无源偏置下晶体管增益随V_th变化约5 dB，采用有源偏置后晶体管增益变化仅1 dB，因此有源偏置可降低晶体管对V_th敏感度.温度补偿有源偏置与传统有源偏置输出电压及晶体管电流对比结果如图6所示，输出基准电压为0.5 V.传统有源偏置下V_out随温度升高从0.54 V下降到0.45 V，晶体管电流从8.7 mA降低至6.2 mA.采用温度补偿有源偏置后V_out从0.48 V提升到0.52 V，晶体管电流从4.5 mA提升至11.2 mA.采用温度补偿电阻后有源偏置输出电压随温度变化呈正斜率，可提升高温下晶体管电流与跨导，提高晶体管增益.传统有源偏置与温度补偿有源偏置下晶体管在不同温度的增益变化曲线如图7所示，传统偏置电路下晶体管增益从15.5 dB下降到10 dB，采用温度补偿有源偏置后，晶体管增益在高温处有明显提升，晶体管增益在-55~125 ℃的温度变化下，仅从15.7 dB下降到14.5 dB.

图5

图5 晶体管增益随V_th变化的仿真结果

Fig.5 Simulation results of G_M versus V_th

图6

图6 V_out及I_d随温度变化仿真结果

Fig.6 Simulation results of V_outand I_d versus temperature

图7

图7 晶体管增益随温度变化仿真结果

Fig.7 Simulation results of G_M versus temperature

综合上述分析，温度补偿有源偏置既令V_out跟随V_th变化，从而降低放大器对工艺波动的敏感度；又通过TCR调节V_out随温度变化的斜率，补偿LNA随温度变化产生的增益负斜率，进而改善不同温度下LNA增益波动.

1.2 改进型栅漏并联负反馈

RLC栅漏并联负反馈作为传统带宽拓展技术可以有效降低低频增益.但会不可避免地牺牲放大器的部分高频增益，因而限制了LNA的增益带宽^［9］.通过引入栅漏端电感可在弱化低频增益的同时增强高频增益，拓宽高频带宽；电感的引入还可以调节放大器的输入输出阻抗，节约输入输出匹配元件，提高LNA的集成度.

传统栅漏并联负反馈电路如图8所示，其中DCFEED为扼流电感，用于隔离射频信号，C_f为隔直电容，负反馈深度主要通过电阻R_f的取值进行调节.L_f作为频响器件，在高频时可以弱化负反馈，减小因负反馈带来的高频增益损耗，同时L_f的引入，可以弱化栅漏寄生电容C_gd的寄生效应.

图8

图8 传统并联负反馈电路

Fig.8 Traditional parallel negative feedback circuit

晶体管寄生电容是限制放大器带宽的主要因素^［10］，传统的RLC栅漏并联负反馈并未考虑寄生电容C_gs及C_ds对带宽的影响.为此本文提出一种改进型负反馈结构，在传统并联负反馈基础上增加L₁，L₂，L₃等器件，改进型负反馈拓扑结构如图9a所示.图9b中，R_f，C_f，L_f分别为反馈电阻、电容及电感，L₁为输入端引入电感，L₃为输出端引入电感，L₂为源极反馈电感.

图9

图9 改进型负反馈电路及等效电路图

Fig.9 Enhanced negative feedback circuit and equivalent schematic

根据图9b利用A参数矩阵与Y参数矩阵可得带负反馈环路下放大器的Y参数矩阵：

{[Y]}_{t o t a l} = [\begin{matrix} \frac{D}{B} + \frac{1}{Z_{f}} & - (\frac{A D - B C}{B} + \frac{1}{Z_{f}}) \\ - (\frac{1}{B} + \frac{1}{Z_{f}}) & \frac{A}{B} + \frac{1}{Z_{f}} \end{matrix}]

(11)

其中，Z_f为反馈环路中R_f，C_f，L_f的阻抗，A，B，C，D为去Z_f下放大器的A参数矩阵.由于携带C_gd的A参数矩阵十分冗长，且经过数值运算，C_gd对去Z_f下放大器的A参数影响较小，为了能更直观地进行分析，得到省略C_gd后的A参数矩阵：

\begin{array}{l} A = \frac{ω^{2} (C_{g s} C_{d s} R_{g s} + L_{1} C_{g s} Y_{d s}) - Y_{d s}}{G_{m}} - \\ j ω \frac{C_{g s} R_{g s} Y_{d s} + C_{d s} - ω^{2} L_{1} C_{g s} C_{d s}}{G_{m}} \end{array}

(12)

\begin{array}{l} B = \frac{- 1}{G_{m}} + \frac{ω^{2} (L_{1} C_{g s} + L_{3} C_{d s})}{G_{m}} + \\ \frac{ω^{2} L_{3} Y_{d s} C_{g s} R_{g s} - ω^{4} L_{1} L_{3} C_{g s} C_{d s}}{G_{m}} + \\ j ω \frac{ω^{2} (L_{1} C_{d s} C_{g s} R_{g s} + L_{1} L_{3} C_{g s} Y_{d s})}{G_{m}} - \\ j ω \frac{L_{3} Y_{d s} + C_{g s} R_{g s}}{G_{m}} \end{array}

(13)

C = \frac{ω^{2} C_{g s} C_{d s}}{G_{m}} - j ω \frac{C_{g s} Y_{d s}}{G_{m}}

(14)

D = \frac{ω^{2} L_{3} C_{g s} Y_{d s}}{G_{m}} + j ω \frac{ω^{2} L_{3} C_{g s} C_{d s} - C_{g s}}{G_{m}}

(15)

上述式中Y_ds为漏源电阻的导纳.通过Y参数矩阵与S参数矩阵的转化公式^［11］，可推导出带负反馈环路的完整放大器功率增益S₂₁：

S_{21} = \frac{2 Z_{0} B Z_{f} (B + Z_{f})}{B^{2} ({Z_{f}}^{2} - {Z_{0}}^{2}) + Z_{0} Z_{f} B (Z_{f} (A + D) + 2 B) + {Z_{0}}^{2} (D Z_{f} + B) (A Z_{f} + B) - {Z_{0}}^{2} Z_{f} ((A D - B C) (Z_{f} + B) - B)}

(16)

利用辅助计算工具可得到式（16）中B项对功率增益的变化起主导作用，电感L₁及L₃对B及S₂₁的影响如图10a和图10b所示.

图10

图10 固定频率下B及S₂₁随L₁和L₃变化曲线

Fig.10 B and S₂₁ versus L₁ and L₃ at unvaried frequency

图10中，当固定L₃仅观察L₁时，固定频率下B的模 $|B|$ 随着电感L₁的增大，呈现二次函数特性，存在最小值，而此时功率增益S₂₁接近最大值.同样，当固定L₁来观察L₃时，在固定频率下 $|B|$ 与S₂₁呈现出相同特性，但 $|B|$ 对L₃的敏感程度弱于L₁.综上，通过引入电感L₁与L₃可与B项中的C_gs及C_ds作用，从而降低B项的模值，提高放大器在该频点功率增益.图11为引入电感后放大器功率增益及稳定性因子变化情况.为了提升放大器在9 GHz的功率增益，根据选取管芯的C_gs及C_ds，通过式（13）和式（16），令 $|B|$ 取得最小值，推导出L₁与L₃的初始值，此时放大器功率增益接近最大值.从图11a可知，当引入L₁及L₃后高频增益从11.5 dB提高至16.5 dB，但因为电感的引入，高频稳定性出现恶化，稳定性因子降低到1以下.为了保证高频稳定性，加入源极反馈电感L₂，通过电路仿真，优化L₁，L₂及L₃最优解.如图11a和图11b所示，引入电感L₂后增益下降约1.5 dB，但放大器稳定因子K大于1.

图11

图11 不同反馈网络下放大器增益及稳定性曲线

Fig.11 Gain and stable factor characteristic of amplifier at various feedbacks

通过第二级放大器呈现正斜率的功率增益与第一级放大器的负斜率的功率增益相叠加，即可在一定的带宽内得到平坦的功率增益曲线，此时放大器的增益带宽将得到提升.

2 测试结果

本文设计的超宽带低噪声放大器芯片如图12所示，尺寸为2.00 mm×1.20 mm，芯片共晶烧结在覆金载片上进行测试.测试系统采用矢量网络分析仪Keysight PNA N5224A、噪声系数分析仪Keysight NFA N8976B和精密电源搭建.LNA芯片常温测试结果如图13所示.在5 V工作电压下1~9 GHz工作频段内低噪声放大器增益为24.8~26.5 dB，输入输出反射系数小于-10 dB，噪声系数随频率从0.75 dB恶化到1.0 dB，输出

图12

图12 低噪声放大器芯片的照片

Fig.12 Chip microphotograph of LNA

图13

图13 超宽带LNA常温性能指标测试曲线

Fig.13 Measurement results of ultra⁃wideband LNA at room temperature

1 dB压缩点（P_{-1 dB}）大于10 dBm.虽然因为高频寄生参数的影响，芯片在高频的吻合度存在一定偏差，但LNA仿真结果与实际测试结果整体匹配良好，表明改进型栅漏并联负反馈结构是有效的.

通过装配夹具对低噪声放大器芯片进行高低温测试，低噪声放大器夹具照片如图14所示.夹具内部芯片通过两段50 Ω传输线与端口连接，因此装配夹具后LNA增益会因金丝和传输线损耗的引入产生一定程度恶化.图15a和图15b分别表示低噪声放大器在不同温度下增益和噪声曲线，测试温度点分别为：-55，-25，25，85以及125 ℃.低噪声放大器在-55~125 ℃下增益波动为±0.5 dB，噪声系数变化保持在±0.6 dB.以上结果表明，本文提出的温度补偿有源偏置具有良好的温度补偿效果.

图14

图14 低噪声放大器芯片及夹具的照片

Fig.14 Fixture photo of LNA

图15

图15 超宽带LNA增益及噪声性能随温度变化测试结果

Fig.15 Measured Gain and NF of ultra⁃wideband LNA at various temperatures

本文设计LNA与目前宽带LNA性能对比如表2所示.相同GaAs工艺条件下，改进型栅漏并联负反馈使LNA相对带宽拓展至160%，优于传统RLC栅漏并联负反馈^［12］；在实现超宽带的同时噪声系数为0.7~1 dB，可比肩传统LNA^［13］；改进型栅漏并联负反馈的阻抗优化及合理的布局使得LNA面积仅2.4 mm²，集成度高于传统负反馈结构超宽带LNA^［14］.此外，创新型温度补偿有源偏置使LNA在-55~125 ℃下的增益变化小于1 dB，可有效拓宽芯片高低温环境适应温度^［15-16］.

表2 宽带LNA性能对比

Table 2 Performance of broadband LNA

	Frequency (GHz)	BW (%)	Gain (dB)	Temperature (℃)	NF (dB)	S₁₁，S₂₂ (dB)	Area (mm²)	P_dc (mW)	Technology
文献[12]	1.5~3.7	85	31.8	-	0.73	-6，-10	2.5×2	25	0.15 µm GaAs pHEMT
文献[13]	2.8~5.2	58	27.5	-	0.88~1.1	-8,-10	2.0×1.0	52	0.15 µm GaAs pHEMT
文献[14]	3.2~14.7	127	34.3	-	1.3~1.6	-5，-5	2.5×1.5	45	0.15 µm GaAs pHEMT
文献[15]	9~12	28.5	17	-25~75	1.2	-10，-15	1.08×1.08	60	0.25 µm AlGaAs pHEMT
文献[16]	76~77	1.3	15	-30~100	3.5	-10,-15	1.88×1.2	38.4	0.19 µm AlGaAs pHEMT
本文	1~9	160	25	-55~125	0.75~1	-10，-10	2.0×1.2	125	0.15 µm GaAs pHEMT

注：“-”表示文献中未提及该参数

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3 结论

本文基于GaAs pHEMT工艺，设计了一款1~9 GHz超宽带低噪声放大器，通过创新温度补偿有源偏置技术，提升LNA高低温环境适应能力.该有源偏置电路结构简单，集成度高，功耗低.此外，本文采用改进型栅漏并联负反馈结构，在降低噪声系数的同时，优化输入输出阻抗，提升放大器高频增益，实现超宽带宽.经测试，该低噪声放大器室温下噪声系数小于1 dB，工作带宽1~9 GHz，具有优良的噪声系数与带宽特性，在-55~125 ℃下增益波动小于1 dB，有效拓展芯片高低温工作环境.该低噪声放大器具有噪声低、集成度高、稳定性好等特点，可广泛应用于小型化基站、可重构通信系统、相控阵雷达等领域.

参考文献

原文顺序

文献年度倒序

文中引用次数倒序

被引期刊影响因子

[1]

高峰，谢瑞云，王巍.

基于可重构技术的无线通信侦察系统研究

通信技术，2015，48(8)：974-978，doi：10.3969/j.issn.1002⁃0802.2015.08.019.

Gao

，Xie

R Y

，Wang

Wireless communication reconnaissance system based on reconfiguration technology

Communications Technology，2015，48(8)：974-978，doi：10.3969/j.issn.1002-0802.2015.08.019.

[2]

Nikandish

，Yousefi

，Kalantari

A broadband multistage LNA With bandwidth and linearity enhancement

IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2016，26(10)：834-836，doi：10.1109/LMWC.2016.2605446.

[3]

J Q

，Ma

K X

，Mou

S X

，et al.

Analysis and design of a 0

.1~23 GHz LNA MMIC using frequency⁃dependent feedback. IEEE Transactions on Circuits and Systems II：Express Briefs，2019，66(9)：1517-1521，doi：10.1109/TCSII.2019.2891262.

[4]

Aja

，Schuster

，Schafer

，et al.

Cryogenic Low⁃Noise mHEMT⁃based MMIC amplifiers for 4~12 GHz Band

IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2011，21(11)：613-615，doi：10.1109/LMWC.2011.2167502.

[5]

Tian

，Wang

G M

，Yang

，et al.

A Ka⁃band TDD front⁃end chip with

24.

7% bandwidth and temperature compensation technology

IEICE Electronics Express，2017，14(9)：14，doi：10.1587/ELEX.2014.20170350.

[6]

Chen

Y C

，Wang

Y S

，Chiong

C C

，et al. An ultra⁃broadband Low noise amplifier in GaAs

1 µm pHEMT process for radio astronomy application

∥2017 IEEE International Symposium on Radio⁃Frequency Integration Technology. Seoul，South Korea：IEEE，2017：80-82，doi：10.1109/RFIT. 2017.8048296.

[7]

吴健，郑远，艾宣等. 0.5

dB噪声系数高线性有源偏置低噪声放大器

固体电子学研究与进展，2014，34(3)：211-215.

，Zheng

，Ai

，et al.

Highly linear active bias LNA with

5 dB noise figure

Research & Progress of SSE，2014，34(3)：211-215.

[8]

Razavi

模拟CMOS集成电路设计

陈贵灿，程军，张瑞智等译. 西安：西安交通大学出版社，2016，45.

[9]

许石义，王潮儿，黄剑华等.

基于负反馈和有源偏置的宽带低噪放设计

浙江大学学报(工学版)，2018，52(6)：1081-1087.

S Y

，Wang

C E

，Huang

J H

，et al.

Design of broadband LNA with active biasing using negative feedback technique

Journal of Zhejiang University (Engineering Science)，2018，52(6)：1081-1087.

[10]

Nikandish

，Medi

Transformer⁃Feedback interstage bandwidth enhancement for MMIC multistage amplifiers

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2015，63(2)：441-448，doi：10.1109/TMTT.2014.2383400.

[11]

Ludwig

，Bogdanov

射频电路设计：理论与应用

.第2版. 王子宇，王心悦译. 北京：电子工业出版社，2013，426.

[12]

Huang

W C

，Chiong

C C

，Wang

. A fully⁃integrated S⁃band differential LNA in

15 µm GaAs pHEMT for radio astronomical receiver

∥2018 IEEE International Symposium on Radio⁃Frequency Integration Technology. Melbourne，Australia：IEEE，2018：1-3.

[13]

Chou

C F

，Chang

Y C

，Wang

，et al. High gain fully on⁃chip LNAs with wideband input matching in

15 µm GaAs pHEMT for radio astronomical telescope

∥2015 European Microwave Conference. Paris，France：IEEE，2015：235-238，doi：10.1109/EuMC.2015.7345743.

[14]

Wang

Y S

，Chiong

C C

，Nai

J K

，et al. A high gain broadband LNA in GaAs

15 μm pHEMT process using inductive feedback gain compensation for radio astronomy applications

∥2015 IEEE International Symposium on Radio⁃Frequency Integration Technology. Sendai，Japan：IEEE，2015：79-81.

[15]

Yamanaka

K J

，Yamauchi

，Mori

，et al.

Ku⁃band low noise MMIC amplifier with bias circuit for compensation of temperature dependence and process variation

∥2002 IEEE MTT⁃S International Microwave Symposium Digest. Seattle，WA，USA：IEEE，2002：1472-1430，doi：10.1109/MWSYM. 2002.1012123.

[16]

Tanahashi

，Kanaya

，Matsuzuka

，et al.

A W⁃band ultra low noise amplifier MMIC using GaAs pHEMT

∥2003 IEEE MTT⁃S International Microwave Symposium Digest，2003. Philadelphia，PA，USA：IEEE，2003：2225-2228，doi：10.1109/MWSYM.2003.1210607.